燃料動力鋰電池車動力系統(tǒng)中常要一個大功率DC/DC變換器將燃料動力鋰電池與動力驅動系統(tǒng)及能量存儲系統(tǒng)連接以實現功率調節(jié)，且該大功率DC/DC變換器升壓比一般不大，通常無需隔離。綜合分解現有DC/DC變換器結構，非隔離boost變換器結構簡潔、效率較高、輸入電流繼續(xù)，非常適用于燃料動力鋰電池車功率調節(jié)。

但在傳統(tǒng)大功率硬開關變換器中，IGbT關斷時存在電流拖尾現象，關斷損耗非常嚴重。傳統(tǒng)軟開關大都使用諧振原理，使功率管中的電流(電壓)按正弦或準正弦規(guī)律變化。當電流自然過零或電壓為零時，使功率管導通或關斷，從而減少功率管開關損耗。

這里針對大功率IGbT的關斷損耗問題提出一種新型軟開關boost變換器，有效減小了主功率管的關斷損耗，實現了輔助功率管的零電壓、零電流開關。且與其他軟開關boost變換器相比，該變換器電路簡單、體積小、重量輕、效率高，可在全負載范圍內可靠工作，非常適用于燃料動力鋰電池車。

2電容緩沖軟開關boost變換器

2.1電路結構

有關采用IGbT的大功率boost變換器，功率管的關斷損耗通常遠大于其開通損耗。采用反向恢復電流幾乎為零的SiC二極管可有效減小功率管開通損耗。電容緩沖軟開關緊要用來處理boost變換器中主功率管V1的關斷損耗。在V1關斷過程中，電容緩沖電路減緩了V1的電壓上升率，減小了V1關斷時的電流拖尾，從而有效減小了V1的關斷損耗。圖1為電容緩沖軟開關boost變換器。其中，VD1為主二極管，L1為主升壓電感，C1為輸出濾波電容。電容緩沖電路由輔助開關管V2和V3、輔助二極管VD2和VD3、緩沖電容C2組成。

圖2示出電容緩沖軟開關boost變換器的緊要工作波形

2.2軟開關實現條件

可見，該軟開關實現條件非常簡單，只要保證V2，V3在V1關斷前導通，而且在V1再次導通前關斷即可。V2，V3采用恒定占空比實現C2充電(V3導通)和放電(V2導通)，V1關斷時間與V2，V3的導通時間保持同步，通過調節(jié)V1的開通時間即可調節(jié)其占空比。

通常boost變換器的占空比并不是很高，C2能在V1開通前完成充電或放電，不會對V1的占空比出現任何實際限制。此外，采用小容量的C2即可實現減小關斷損耗，小容量的C2充電速度快，且對占空比無限制，同時有利于減小輔助電路導通損耗。C2的選擇需考慮兩方面因素：①為減小輔助器件傳導損耗，應盡量減小C2；②為最大限度減小V1關斷損耗，C2非得足夠大，足以減緩V1關斷時的電壓上升率。設uV1的期待上升時間為△tdes，則有：

C2=Imax△tdes/Umax(1)

式中：Imax，Umax分別為V1的最大電流、電壓。

3試驗

為全面了解電容緩沖軟開關電路，設計并制作了一臺開關頻率60kHz、功率20kW的電容緩沖軟開關boost變換器。為設計調試方便，V1，V2和V3均選用IGbT模塊CM300DU-12NFH，該模塊最大集一射極電壓600V，最大集電極電流300A，模塊內部寄生電感低，開關頻率可達60kHz。VD1，VD2和VD3均選用C3D20060DSiC二極管，其額定電壓、電流為600V，20A，反向恢復近似為零。L1=250μH，C1=300μF，△tdes=0.5μs，C2=0.15μF。

試驗樣機軟開關采用微控制器ATMega128實現。采集變換器輸入電流并將其轉換為0～5V的電壓信號送微控制器A/D口，微控制器以此來改變V1占空比。V2，V3的占空比固定為常數，其導通時間稍大于△tdes即可。V1關斷前令V2，V3控制信號有效，V2，V3的控制信號彼此互差180°。C2充電或放電后，V2，V3導通不會對電路帶來任何副用途，只要其在V1再次導通前關斷就行。

圖3a為電容緩沖軟開關boost變換器中V1電壓、電流波形，可見，V1關斷時，其端電壓上升速率減緩。圖3b為V1關斷時的具體電壓、電流波形。可見，電容緩沖電路減小了V1的拖尾電流，減緩了V1關斷時的電壓上升率，從而減小了V1的關斷損耗。試驗結果進一步驗證了電容緩沖軟開關電路的性能，且與理論分解結果一致。

4結論

研究設計了一種用于燃料動力鋰電池車的新型電容緩沖軟開關大功率boost變換器，該變換器采用電容緩沖軟開關電路，大大減小了主功率管的關斷損耗，同時采用零反向恢復碳化硅二極管，減小了主功率管導通損耗。與軟開關變換器不同，電容緩沖軟開關電路省去了笨重的附加電感，僅附加了兩個絕緣柵雙極型晶體管、兩個二極管和一個電容。該變換器電路設計簡單，控制容易，體積小，重量輕，效率高，非常適用于燃料動力鋰電池車、蓄電池電動汽車及不間斷電源系統(tǒng)。